近年来,能源和环境问题正变得日益严峻,新能源汽车及汽车节能技术在世界范围内成为研究的焦点。汽车悬架系统用于衰减由路面不平度引起的车身振动和轮胎形变,保证汽车操纵稳定性的同时提升乘坐舒适性。目前,油液式阻尼器在汽车悬架中应用较为广泛,该种阻尼器以结构简单、成本低廉、可靠性高的优点受到广大汽车厂商的青睐。

但是,油液式阻尼器存在以下两个缺点:

①阻尼系数不可调,难以适应复杂的道路状况;

②车身振动能量通过阻尼器油液转化为热能散失,油液的温升会造成阻尼器可靠性降低,同时也造成了振动能量的浪费,这部分能量约占汽车驱动能量的17.2%。如果将这部分能量回收,能够在一定程度上提高燃油经济性。

采用电磁阻尼器(EMD)的电磁馈能式悬架系统可以很好地解决传统油液式阻尼器的两个缺点。电磁馈能式悬架利用电磁感应原理,将悬架的拉伸和压缩运动转化为切割磁感线运动,从而产生感应电势,实现振动能量向电能的转化并且能够根据路面的实际状况,通过控制器调节电磁阻尼器负载实现阻尼系数的调节。近年来,众多学者对电磁馈能式悬架展开了深入的研究,提出了多种阻尼器结构和控制方式。电磁阻尼器主要包括磁流变式和馈能电机式,使用较多的是磁流变式阻尼器,其控制方式虽然简单,但由于磁流变液的控制复杂以及成本问题而无法进行推广。使用电机作为阻尼作动器有利于能量回收,Maravandi团队基于旋转电机设计的传动机构可减小阻尼器尺寸并提升传递效率,然而其可靠性难以保证。基于旋转电机旋转式阻尼器的主动控制方法可调节电机输出扭矩,通过传动机构转化为抑制车身振动的作用力,但其控制方法较为复杂,且能耗较高。西安交通大学许广灿等人基于滚珠丝杠式阻尼器,通过仿真和台架实验分析了随机路面激励下馈能悬架能量回收潜力和阻尼调节特性,但对于阻尼控制方法没有进行优化设计。Ning等人使用可调电阻的阻尼调节方法能够以较低能耗和成本实现阻尼器阻尼系数的调节,一定程度上提高了悬架性能,但其无法实现阻尼连续调节及振动能量的回收。基于DC-DC变换器的阻尼调节电路可实现阻尼连续调节,响应速度快且能耗低,但未考虑电能储存及加入储能装置给系统带来的影响。

为了解决电磁阻尼器阻尼调节和能量回收的问题,本文基于直流电机和滚珠丝杠机构设计了电磁阻尼作动器,使用DC-DC变换器实现阻尼闭环调节,采用电池包完成能量存储。通过仿真和实验分析了电磁阻尼器的输出端特性,包括其能量回收性能及阻尼调节表现,最后在正弦激励的台架实验下验证了所设计的电磁阻尼器的减振及馈能效果。

1 电磁悬架系统模型

基于旋转电机的电磁阻尼器由直流电机和滚珠丝杠副组成,其动力学模型和结构如图1所示,电机电磁转矩为阻尼器输出力的来源,滚珠丝杠副实现阻尼器直线运动和电机轴旋转运动的转换,同时将电机转矩转化为阻尼器输出力。功率电路在控制器输出信号驱动下实现对电机输出端控制,完成阻尼调节。

图1 电磁阻尼器模型

该阻尼器应用在实车上如图2所示,汽车行驶过程中路面不平度会引起车身和底盘的相对运动,阻尼器输出力可抑制该相对运动,阻尼力Fd可表示为

(1)

式中:l表示滚珠丝杠导程,m;Tem表示电磁阻尼器的电磁转矩输出,N·m。

图2 电磁悬架系统示意图

悬架系统的微分方程可以表示为

(2)

式中:ms和mu为车身质量和底盘质量,kg;k1和k2分别为悬架弹簧刚度和车轮刚度,N/m;xs和xu分别为车身和底盘的位移,m;xg为路面不平度激励,m。结合式(1)可得

(3)

式中:ceq为阻尼器的直线阻尼系数,N·s/m;v为车身底盘之间的相对运动速度,m/s,v与电机转速ω的关系可表示为

(4)

其中,ω为电机转速,rad/s。结合式(3)和(4),可得阻尼器直线阻尼系数为

(5)

式中:cem为直流电机的旋转阻尼系数,N·s/m。根据式(5)可知,在已知转速时,直线阻尼系数与电机转矩输出成正比。

图3 直流电机等效电路图

2 电磁阻尼器特性及控制方法

2.1 阻尼器直线阻尼系数

为分析阻尼器的直线阻尼,建立直流电机的等效电路模型如图3所示,将等效电路负载视为一个等效电阻。

根据直流电机特性,其电磁转矩可表示为

(6)

式中:Kt为电机的转矩常数,N·m/A;Ke为电机的反电动势常数,V/(rad·s-1);ω为电机转速,rad/s;RL和Ra为负载电阻和电枢等效电阻,Ω。

由式(6)易得电机转矩输出正比于其转速,经过滚珠丝杠副传动后阻尼器输出力可表示为

(7)

故阻尼器的直线阻尼系数可表示为

(8)

由式(8)可以得出:在基于直流电机的电磁阻尼器中,通过调节负载电阻值RL可以实现其阻尼系数的调节。

2.2 DC-DC电路原理

图4 DC-DC变换器示意图

图5 电流波形图

升降压式直流斩波电路是一种可调节输出端电压的电路拓扑结构,如图4所示。当功率场效应晶体管MOSFET导通时,输入电压Vin经过功率开关管向电感线圈Lf供电使其储能,此时电流为iin。同时电容Cf维持输出电压恒定并向负载R供电。当功率场效应晶体管MOSFET断开时,电感线圈Lf的能量向负载R释放,电流为iout。负载电压Vout与电源电压极性相反,该电路也称作反极性斩波电路。在功率开关管开关的每个周期内,其电源电流和负载电流的关系如图5所示。在实际应用中,通过调节驱动MOSFET的PWM信号占空比α,其输出电压可基于输入电压进行调节。当0<α<1/2时为降压,当1/2<α<1时为升压,故称作升降压斩波电路,也有称之为buck-boost变换器。

DC-DC变换器存在连续导通(CCM)和间断导通(DCM)两种工作模式。在间断工作模式下,其输出电压可表示为

(9)

式中:T为PWM信号的周期,s;α为PWM信号的占空比;Lf为电路电感,H;η为电路功率传递效率。

在连续导通模式下,DC-DC变换器的输出电压可表示为

(10)

由式(9)、式(10)可见,无论在何种工作模式下DC-DC电路输出电压都可通过驱动PWM的占空比来调节,这就为设计基于DC-DC变换器的阻尼调节电路提供了依据。

2.3 电磁阻尼器阻尼调节方法

图6 阻尼调节电路

图7 阻尼控制流程示意图

本文基于DC-DC变换器原理,在直流电机输出端接入整流桥,将电机反电动势作为DC-DC变换器的输入电压,将可变电阻负载替换为电池,实现电能的存储。调节电路拓扑结构如图6所示,调节MOSFET驱动信号的占空比可调节输入输出电压比。阻尼调节的过程如图7所示,在获取目标阻尼系数ceq_ref和当前转速ω时,易得出此时的目标电磁转矩Tref,进而可求得为达到该参考转矩需要的电枢电流ia_ref。另一方面,在电机转动过程中不断采集其实际电枢电流ia_act,并将该实际电流送至PI控制器,基于二者的差值进行PI调节,输出驱动PWM信号的占空比,最后由PWM生成器产生该信号驱动DC-DC变换器,使实际电枢电流向参考值趋近。由于电机电枢电流与负载电阻直接相关,该调节过程可视为对等效负载电阻值的调节。

在如图3所示的电机等效模型中,电机旋转过程中输出端的反电动势与电机转速有关可表示为

(11)

电机电枢电流可以表示为

(12)

而电磁转矩可表示为

Tem=Ktia

(13)

式(6)和(13)均为直流电机电磁转矩特性,分别是从机械特性(电机转速)和电气特性(电枢电流)实现电磁转矩控制。在实际使用中电机的机械特性调节速度远远低于电气特性的调节速度,在很短的调节时间内电机的转速可以视为常量,因此为了提高电磁转矩的调节速度,本文利用电气特性来调节电磁转矩。通过负载电阻的改变实现电机电枢电流的改变,从而实现电机转矩的调节,电磁转矩随着负载电阻的增大而减小,同时在负载电阻上能量消耗也相应变化。

在仿真实验中,基于大众-朗逸系列轿车的实际参数和车上乘坐两名乘客的实验条件如表1所示。按照平均分配的原则将整车质量和乘客质量均匀分配给4个悬架。为了方便后续搭建仿真实验台,基于单个悬架的1/4模型进行了仿真。

表1 实验整车参数

在正弦路面激励下对该阻尼调节系统进行仿真,系统参数如表2所示,电机反电动势随负载电阻变化情况的仿真结果如图8所示。由图8可见,在正弦激励下,电机反电动势随着负载电阻的增大而增大,在负载电阻为10 Ω时,电阻上消耗能量的峰值功率即可回收能量功率最大,达47.9 W。

表2 仿真模型参数

图8 不同负载电阻下电机的反电动势

3.2 阻尼控制方法系统仿真

为了验证所设计的阻尼控制电路的阻尼调节方法的效果,搭建了基于实车的仿真模型,模型基于实车1/4悬架模型等比例缩小,其参数如表2所示。阻尼控制方法的目标是使电机输出转矩尽可能的接近目标转矩,即控制电机电枢电流尽可能等于参考目标值。

仿真结果如图9所示,在振幅为10 mm,频率为3 Hz的正弦激励下,设计的阻尼控制电路中实际电枢电流可以较好地跟随参考电流。

图9 阻尼调节电路实际与参考电流仿真结果

电磁阻尼器的阻尼系数调节仿真中给定的目标阻尼系数为1 820 N·m/s左右,结果如图10所示。因此本文设计的可调式阻尼器及其调节方法可使其阻尼系数在目标值附近进行调节,实现基本等效的阻尼系数。

图10 阻尼系数调节效果仿真

4 实验设计及结果

4.1 实验台架设计

为了验证本文所设计的可调阻尼器在实际工况下的能量回收和减振性能,基于实车1/4模型的相关参数,设计了1/4悬架系统实验台架,如图11所示。实验台架包括簧载质量,悬架弹簧,非簧载质量,车轮刚度弹簧等,各个部分参数如表2所示,使用滚珠丝杠和直流电机构成的电磁式阻尼器;采用伺服电动缸(FDR095S200BT)模拟路面高程激励。根据实验所要模拟的路面高程激励信号,用STM32单片机控制伺服电机(MS-M07725)做旋转运动,伺服电动缸可以将伺服电机的旋转运动通过内置的运动转换装置转化为推杆的直线运动,最终推杆带动与之相连的铝板模拟路面高程输入。电动缸及其控制电路如图12所示。

图11 1/4悬架实验台

图12 伺服电动缸及控制电路

实验台架上布置有相应的位移传感器,加速度传感器和电流传感器等,用于实时采集台架各部分状态数据。为排除随机因素可能带来的影响,实验中采用幅值和频率均可变的正弦激励,通过电压电流传感器采集DC-DC输出以及电机电枢电流,分析了设计的可调阻尼器相关性能。

4.2 实验结果分析

4.2.1 能量回收性能分析 为了分析设计的可调阻尼悬架系统的能量回收性能,采集该系统的DC-DC输出端电压和电流信号,作为电池的充电电流和电压。当电机负载为可变电阻,并且在相同正弦激励下,其两端输出电压随着阻值的增大而增大,结果如图13所示。该阻尼调节系统的馈能功率仿真和实验结果如表3所示。由表3可见:负载两端电压随着阻值的增大而增大;当阻值为1 Ω时获得最低平均馈能功率约为5.9 W;阻值为10 Ω时电阻上消耗的峰值功率可达约46 W,平均功率约为16.8 W;相应全悬架系统馈能峰值功率可达184 W左右,与仿真结果吻合。实验结果表明,该电磁阻尼器具有较好的能量回收潜力。

图13 可变电阻负载实验结果

表3 电阻负载馈能功率仿真及实验结果

4.2.2 阻尼调节及减振性能实验 根据前述阻尼调节电路模型,搭建了基于DC-DC变换器的阻尼调节电路,使用DSP完成电流的采集,PWM信号占空比的计算和输出,使用6N136高速光耦的MOSFET驱动大幅提高了阻尼调节电路的响应速度,储能装置为6节18650电池。在实验中分别改变正弦激励的幅值和频率,根据实时采集的电机转速和目标阻尼系数计算得到参考电流,并实时采集经过阻尼调节后的实际电机电枢电流。设计的阻尼调节电路根据参考电流和实际电流之间的差值,通过PI控制器可实时得出合适的PWM信号占空比,如图14所示。

图14 PWM信号占空比

图15 电流调节实验结果

在实验中所采用的的PWM的频率为20 kHz,同时PWM波信号的调节频率为1 kHz,即PI控制器以1 ms的间隔输出合适的PWM信号占空比。图14反映了PWM信号占空比的整体变化趋势,因此是宏观上的PWM占空比。在该占空比的PWM信号驱动下的DC-DC变换器较好地完成了对参考电流的跟随,如图15所示。图15结果表明,所设计的电磁阻尼器及阻尼调节电路可完成对目标电磁转矩的输出,实现阻尼系数实时闭环调节。在相同频率振幅的正弦激励实验中,本文设计的阻尼调节阻尼器时悬架系统的加速度响应与使用被动阻尼器基本一致,如图16所示。由图16可见,使用阻尼调节后加速度均方根值为1.449 m/s2,而使用被动阻尼器时加速度均方根值为1.237 m/s2,相差较小。此外,该电磁阻尼器的响应速度能够达到10 Hz,根据广泛采用的评价汽车平顺性的标准ISO 2631—1:1997(E),路面输入的频率范围一般为0.1～12 Hz,该电磁阻尼器的响应速度能够在较大范围内响应不同频率的路面输入,因此该阻尼器具有响应速度快,响应频带范围宽的优点,并且可在实现能量回收及阻尼调节的同时保证悬架系统的乘坐舒适性。

图16 可调式与被动式阻尼器加速度响应实验结果

5 结 论

本文设计的基于直流电机和DC-DC变换器的电磁可调阻尼器能够以极低的能耗高效地实现阻尼系数的调节,同时实现振动能量向电能的转化和回收,其创新点如下。

(1)使用直流电机和滚珠丝杠机构组成的电磁阻尼器,采用基于DC-DC变换器的电路拓扑实现高频电磁阻尼调节,最终能够实现理想的阻尼系数调节和振动衰减效果。该电磁阻尼器的响应速度能够达到10 Hz,能够在较大范围内响应不同频率的路面输入。

(2)使用电池作为储能设备,实现了振动能量转化为电能之后的存储。仿真结果和台架实验表明,本文设计的可调式电磁阻尼器不仅可实现阻尼实时调节,还能实现可观的电能回收,具有显著的优越性。